摘要:工业电机驱动的整个市场趋势是对更高效率、可靠性和稳定性的需求日益增加。功率半导体器件制造商正在不断寻求传导损耗和开关时间的突破。关于增加绝缘栅双极晶体管(IGBT)的传导损耗的一些权衡是:更高的短路电流水平、更小的芯片尺寸、更低的热容量和短路持续时间。这凸显了栅极驱动电路和过流检测及保护功能的重要性。本文论述了短路保护在现代工业电机传动中的成功可靠实现。
工业环境短路:工业电机驱动器的工作环境比较恶劣，可能出现高温、交流线路瞬变、机械过载、接线错误等突发情况。这些事件中的一些可能导致大的过电流流入电机驱动器的电源电路。图1显示了三种典型的短路事件。
1是逆变器接通。这可能是由于电磁干扰或控制器故障导致一个逆变器桥臂的两个IGBT开启不当造成的。也可能是由于手臂上的一个IGBT磨损/失效，而正常的IGBT一直在切换。
2是对反相短路。这可能是由于性能下降、温度过高或过压事件导致电机绕组之间的绝缘击穿造成的。
3是相线和地之间短路。这也可能是由于性能下降、温度过高或过压事件导致电机绕组和电机外壳之间的绝缘击穿造成的。一般来说，电机可以在相对较长的时间内(毫秒到秒，取决于电机的大小和类型)吸收极高的电流；然而，工业电机驱动逆变器级的主要部分IGBT具有微秒级的短路耐受时间。
IGBT短路容限
IGBT的短路耐受时间与其跨导或增益以及IGBT芯片的热容量有关。在IGBT，较高的增益导致较高的短路电流，因此显然，较低增益的IGBT具有较低的短路水平。然而，更高的增益也会导致更低的通态传导损耗，因此必须做出权衡。IGBT技术的发展促进了提高短路电流水平但缩短短路耐受时间的趋势。此外，工艺的进步导致芯片尺寸更小，降低了模块尺寸，但降低了热容量，使续航时间进一步缩短。
此外，它还与IGBT的集电极-发射极电压密切相关，因此工业驱动向更高的DC总线电压电平的并行趋势进一步缩短了短路耐受时间。过去这个时间范围是10 μs，但近年来的趋势是向5 μs3发展，在某些条件下低至1 μs。
此外，不同器件的短路耐受时间也有较大差异，因此对于IGBT保护电路，通常建议在额定短路耐受时间之外建立额外的裕度。
IGBT过电流保护
不管是财产损失还是安全考虑，IGBT对过流条件的保护是系统可靠性的关键。IGBT不是自动防故障组件。如果它们出现故障，DC总线电容器可能会爆炸，整个驱动器将出现故障。过流保护一般通过电流测量或去饱和检测来实现。图2展示了这些技术。
对于电流测量，逆变器臂和相输出都需要测量装置，如分流电阻，以应对直通故障和电机绕组故障。控制器和/或栅极驱动器中的快速跳跃电路必须及时关断IGBT，以防止超过短路容许时间。这种方法的优势在于，每个逆变器臂上需要两个测量器件，以及所有相关的信号调理和隔离电路。这种情况可以通过在正DC总线和负DC总线上增加分流电阻来缓解。然而，在许多情况下，驱动架构中要么有臂分流电阻，要么有相分流电阻，用于电流控制环路，并提供电机过流保护。它们也可用于IGBT过流保护——只要信号调节的响应时间足够快，能够在要求的短路容许时间内保护IGBT。
去饱和检测使用IGBT本身作为电流测量元件。原理图中的二极管保证了IGBT的集电极-发射极电压在导通时只被检测电路监测到；正常工作期间，集电极-发射极电压非常低(典型值为1 V至4 V)。然而，如果短路事件发生，IGBT集电极电流上升到驱动IGBT退出饱和区并进入线性工作区的水平。这导致集电极-发射极电压快速增加。
上述正常电压电平可用于指示存在短路，并且去饱和跳变的阈值电平通常在7 V至9 v的范围内。重要的是，去饱和还可指示栅极-发射极电压太低，并且IGBT没有被完全驱动到饱和区域。部署去饱和检测时要小心，以防误触发。当IGBT还没有完全进入饱和状态时，这尤其可能发生在从IGBT截止状态到IGBT导通状态的转换期间。消隐时间通常在开始信号和去饱和检测的激活时间之间，以避免错误检测。通常，添加电流源充电电容或RC滤波器，以在检测机制中产生短时间常数，并过滤噪声拾取引起的滤波器杂散跳变。选择这些滤波器元件时，必须在IGBT短路容许时间内平衡抗噪性和响应。
在检测到IGBT的过电流后，进一步的挑战是在异常高的电流水平下关闭IGBT。在正常工作条件下，栅极驱动器被设计为尽可能快地关断IGBT，以降低开关损耗。这是通过降低驱动器阻抗和栅极驱动电阻来实现的。如果对过流条件应用相同的栅极关断率，集电极-发射极di/dt将大得多，因为电流在短时间内变化很大。
引线键合引起的集电极-发射极电路寄生电感和PCB杂散电感，可能使较大的过压电平瞬间达到IGBT(因为VLSTRAY = LSTRAY × di/dt)。因此，在去饱和事件期间，关断IGBT时提供高阻抗关断路径非常重要，这可以降低di/dt和所有潜在的破坏性过压水平。
除了系统故障引起的短路外，瞬时逆变器接通在正常工作条件下也会发生。此时，IGBT传导需要IGBT被驱动到饱和区，在那里发生传导损耗。这通常意味着导通状态下的栅极-发射极电压大于12 V。关断IGBT需要将IGBT驱动到工作截止区，以便在IGBT导通时成功阻断两端的反向高压。原则上，这一目标可以通过将IGBT的栅极-发射极电压降低到0 V来实现。但是，必须考虑逆变器臂上的低端晶体管导通时的副作用。
导通期间开关节点电压的快速变化导致容性感应电流流经低端IGBT的寄生米勒栅极-集电极电容(图3中的CGC)。该电流流经低端栅极驱动器(图3中的ZDRIVER)的关断阻抗，在低端IGBT的栅极发射极产生瞬态电压升高，如图所示。如果电压上升到IGBT的阈值电压VTH以上，就会导致低端IGBT的短时导通，从而形成瞬态逆变臂直通——因为两个IGBT都是短时的。这通常不会破坏IGBT，但会增加功耗并影响可靠性。
一般来说，解决逆变IGBT的感性导通问题有两种方法——使用双极电源或附加米勒箝位。在栅极驱动器的隔离端接受双极性电源的能力为感应电压瞬变提供了额外的余量。例如，负供电轨–- 7.5V意味着需要大于8.5 V的感应电压瞬变来感应杂散传导。这足以防止杂散传导。
另一种方法是在关断转换完成后的一段时间内降低栅极驱动电路的关断阻抗。这被称为米勒箝位电路。现在，容性电流流经阻抗较低的电路，从而降低了电压瞬变的幅度。使用不对称栅极电阻进行导通和关断可以为开关速率控制提供额外的灵活性。所有这些栅极驱动器功能对整个系统的可靠性和效率都有积极的影响。