IGBT是MOSFET和双极晶体管的复合器件。它既有MOSFET易于驱动的特点，又有功率晶体管电压电流容量大的优点。其频率特性介于MOSFET和功率晶体管之间，可以在几十kHz的频率范围内正常工作，因此在高频大功率和中功率应用中占据主导地位。
IGBT是一个压控器件，在其栅极？发射极之间加10 V以上的DC电压，只有μA漏电流流过，基本不耗电。但是IGBT之门呢？发射极之间有很大的寄生电容(几千到几万皮法)。需要在驱动脉冲电压的上升沿和下降沿提供几A的充放电电流来满足开关的动态要求，这就使得其驱动电路不得不输出一定的峰值电流。
IGBT作为大功率复合器件，存在过流时可能被闭锁损坏的问题。如果过流时门极电压以正常速度闭锁，过高的电流变化率会引起过电压，需要采用软关断技术，因此需要掌握IGBT的驱动和保护特性。
2门特性
IGBT的栅极通过氧化膜与发射极电隔离。由于这种氧化膜很薄，其击穿电压一般只能达到20 ~ 30 V，所以栅击穿是IGBT失效的常见原因之一。在应用中，虽然有时保证栅极驱动电压不超过栅极的额定电压，但是栅极连接的寄生电感和栅极与集电极之间的容性耦合也会产生损坏氧化层的振荡电压。为此。绞合线通常用于传输驱动信号，以减少寄生电感。振荡电压也可以通过在栅极连接中串联一个小电阻来抑制。
由于IGBT的栅极-发射极和栅极-集电极之间存在分布电容Cge和Cgc，发射极驱动电路中存在分布电感Le，IGBT的实际驱动波形由于这些分布参数的影响，与理想驱动波形并不完全相同，产生了不利于IGBT开关的因素。这可以通过带续流二极管的感性负载电路来验证(见图1)。
在时间t0，栅极驱动电压开始上升。此时影响栅压uge上升斜率的主要因素只有Rg和Cge，栅压快速上升。在时间t1，达到IGBT的栅极阈值，并且集电极电流开始上升。从这一点来看，导致uge波形偏离原来轨迹的原因有两个。
首先，发射极电路中分布电感Le上的感应电压随着集电极电流ic的增大而增大，从而削弱了栅极驱动电压，降低了栅极和发射极之间uge的上升速率，减缓了集电极电流的增长。
其次，影响栅极驱动电路的电压的另一个因素是栅极-集电极电容Cgc的米勒效应。在t2时，集电极电流达到值，然后栅极和集电极之间的电容Cgc开始放电，使得驱动电路中Cgc的电容电流增大，使得驱动电路中阻抗上的压降增大，栅极驱动电压减弱。显然，栅极驱动电路的阻抗越低，这种影响就越弱，并且这种影响会维持到uce下降到零的t3。它的影响也减缓了IGBT的转变过程。t3后，ic达到稳态值，影响栅压uge的因素消失后，uge以更快的上升速率达到该值。
从图1的波形可以看出，由于Le和Cgc的存在，uge的上升速度在IGBT的实际运行中已经慢了很多，这种阻碍驱动电压上升的效果表现为对集电极电流上升和导通过程的阻碍。为了减缓这种影响，IGBT模块和栅极驱动电路的Le和Cgc的内阻应尽可能小，以获得更快的导通速度。
IGBT关闭时的波形如图2所示。在时间t0时，栅极驱动电压开始下降，在时间t1时，达到刚好可以维持集电极正常工作电流的水平。当IGBT进入线性工作区时，uce开始上升。此时，栅极和集电极之间的电容器Cgc的米勒效应主导了uce的上升。由于Cgc的耦合充电效应，uge在T1到t2期间基本保持不变，uge和ic在t3时刻开始以栅极和发射极之间固有阻抗决定的速度下降。
从图2可以看出，由于电容Cgc的存在，IGBT的关断过程也延长了很多。为了减少这种影响，一方面要选择Cgc更小的IGBT器件；另一方面，要降低驱动电路的内部阻抗，增加流入Cgc的充电电流，加快uce的上升速度。
在实际应用中，IGBT的uge幅值也会影响饱和开通电压降:随着uge的增大，饱和开通电压会降低。因为饱和导通电压是IGBT发热的主要原因之一，所以必须尽可能地降低它。一般uge为15 ~ 18V。如果过高，容易导致电网击穿。一般取15V。在IGBT的栅发射极关断时加一定的负偏压，有利于提高IGBT的抗干扰能力，通常为5 ~ 10 V
栅极串联电阻对栅极驱动波形的影响
栅极驱动电压的上升和下降速率对IGBT的开启和关闭过程有很大的影响。IGBT的MOS沟道直接受栅极电压控制，MOSFET部分的漏极电流控制双极部分的栅极电流，使得IGBT的导通特性主要由其MOSFET部分决定，因此IGBT的导通受栅极驱动波形影响较大。IGBT的关断特性主要取决于内部少数载流子的复合率，少数载流子的复合受MOSFET关断的影响，因此栅极驱动也影响IGBT的关断。
In high frequency applications, the rising and falling rates of the driving voltage should be faster to improve the switching rate of IGBT and reduce the loss.
Under normal conditions, the faster IGBT is turned on, the smaller the loss is. However, if there is a reverse recovery current of the freewheeling diode and a discharge current of the absorption capacitor during the turn-on, the faster the turn-on, the greater the peak current the IGBT bears, and the more likely it is to cause IGBT damage. At this time, the rising rate of gate driving voltage should be reduced, that is, the resistance of gate series resistance should be increased to suppress the peak value of this current. At the cost of large turn-on loss. Using this technology, the peak current in the turn-on process can be controlled at any value.
从分析可以看出，门极的串联电阻和驱动电路的内阻抗对IGBT的导通过程影响很大，而对关断过程影响很小。串联电阻小有利于加快关断速率，降低关断损耗，但过小会导致di/dt过大，集电极电压尖峰大。因此，串联电阻应根据具体设计要求综合考虑。
栅极电阻也影响驱动脉冲的波形。电阻值过小会引起脉冲振荡，过大会使脉冲波形的前沿和后沿延迟变慢。IGBT的栅极输入电容Cge随着其额定电流容量的增加而增加。为了保持驱动脉冲的上升沿和下降沿速率相同，具有大电流容量的IGBT器件应该具有大的上升沿和下降沿充电电流。因此，栅极串联电阻的电阻值应随着IGBT电流容量的增加而减小。
4IGBT驱动电路
IGBT的驱动电路必须具备两个功能:一是实现控制电路与被驱动IGBT的栅极之间的电气隔离；第二是提供合适的栅极驱动脉冲。可采用脉冲变压器、差动变压器和光电耦合器实现电气隔离。
图3是由分立元件如光耦合器组成的IGBT驱动电路。当输入控制信号时，光耦VLC导通，晶体管V2截止，V3导通，输出+15V的驱动电压。当输入控制信号为零时，VLC关断，V2和V4导通，输出- 10V的电压。++15V和- 10V电源应靠近驱动电路，驱动电路输出端和电源接地端至IGBT栅极和发射极的导线应为双绞线，长度不超过0.5m
图4示出了由集成电路TLP250组成的驱动器。TLP250内置光耦的隔离电压可以达到2500V，上升和下降时间小于0.5μs，输出电流达到0.5A，可以直接驱动50 A/1200 V以内的IGBT..加入推挽放大晶体管后，可以驱动电流容量更大的IGBT。TLP250构成的驱动器体积小，价格便宜，是无过流保护的IGBT驱动器中的理想选择。
5IGBT的过流保护
IGBT的过流保护电路可分为两类:一类是低倍数(1.2 ~ 1.5倍)过载保护；一种是高倍数(高达8 ~ 10倍)短路保护。
对于过载保护，不需要快速响应，可以采用集中保护，即检测输入端或DC链路的总电流。当该电流超过设定值时，比较器翻转并阻断所有IGBT驱动器的输入脉冲，从而使输出电流降至零。这种过载电流保护一旦激活，只能通过复位恢复正常运行。
IGBT能短时间耐受短路电流，耐受短路电流的时间与IGBT的饱和压降有关，随着饱和压降的增大而延长。比如饱和压降小于2V的IGBT可以承受短路时间小于5μs，饱和压降3V的IGBT可以承受短路时间长达15μs，在4 ~ 5v可以达到30μs以上。存在上述关系是因为随着饱和导通压降的降低，IGBT的阻抗也降低，同时短路电流增大。短路期间的功耗随着电流的平方增加，导致承受短路的时间迅速减少。
通常有两种保护措施:软关断和降低栅极电压。软关断是指在发生过流和短路时，直接关断IGBT。而软关断的抗干扰能力较差，一旦检测到过流信号就会关断，对误操作的容忍度很高。为了提高保护电路的抗干扰能力，可以在故障信号和保护电路启动之间加一个延时，但是在这个延时期间故障电流会急剧上升，大大增加了功率损耗，也导致了器件的di/dt的增加。因此，保护电路经常被启动，而设备仍然是坏的。
降低栅极电压的目的是当检测到器件过电流时立即降低栅极电压，但器件保持导通。栅压降低后有一个固定的延时，在这个延时期间故障电流被限制在一个很小的值，降低了器件发生故障时的功耗，延长了器件的抗短路时间，并且可以降低器件关断时的di/dt，对器件保护非常有利。如果延时后故障信号仍然存在，则器件关闭，如果故障信号消失，驱动电路可以自动恢复正常工作状态，大大增强了抗干扰能力。
上述降低栅压的方法只考虑了栅压与短路电流的关系，而在实际中，降低栅压的速度也是一个重要因素，它直接决定了故障电流降低的di/dt。慢栅压降技术是通过限制栅压下降的速度来控制故障电流下降的速率，从而抑制dv/dt和uce的峰值。图5示出了实现慢栅极压降的具体电路。
在正常操作期间，由于故障检测二极管VD1的导通，点A处的电压被箝位在齐纳二极管VZ1的击穿电压以下，并且晶体管VT1总是保持关断。V1通常通过驱动电阻Rg来开启和关闭。电容C2为硬开关应用提供了很小的延迟，使得uce在V1导通时有一定的时间从高压下降到导通态压降，而不使保护电路工作。
当电路发生过流和短路故障时，V1上的uce上升，A点的电压也相应上升。当达到一定值时，VZ1击穿，VT1导通，B点电压下降。电容器C1通过电阻器R1充电，电容器电压从零开始上升。当电容器电压上升到大约1.4V时，晶体管VT2导通，并且栅极电压uge随着电容器电压的增加而下降。通过调节C1的值，可以控制电容器的充电速度，从而控制它。当电容电压上升到齐纳二极管VZ2的击穿电压时，VZ2击穿，uge箝位在一个固定值，慢慢降低栅极电压的过程结束。同时，驱动电路通过光耦输出过流信号。如果故障信号在延迟期间消失，A点的电压降低，VT1回到截止状态，C1通过R2放电， D点电压上升，VT2返回截止，uge上升，电路恢复正常工作状态。
6IGBT开关过程中的过电压
当IGBT关断时，其集电极电流将高速下降，尤其是在短路故障的情况下。如果不采取软关断措施，其临界电流将降低几Ka/μ s..极高的电流下降率会在主电路的分布电感上感应出很高的过电压，导致IGBT在关断时损坏。所以从关断的角度来说，希望主电路的电感和电流下降率越小越好。但对于IGBT的开通，集电极电路的电感有助于抑制续流二极管的反向恢复电流和电容充放电引起的峰值电流，降低开通损耗，承受更高的开通电流上升率。一般来说，IGBT开关电路的集电极不需要串联电感， 并且可以通过改善栅极驱动条件来控制其导通损耗。
7IGBT关断缓冲吸收电路
为了有效抑制IGBT的关断过电压，降低关断损耗，通常需要为IGBT主电路设置一个关断缓冲吸收电路。IGBT的关断缓冲吸收电路分为充放电型和防放电型。
充放电有两种:RC吸收和RCD吸收。如图6所示。
由于电容器C的充电电流，RC吸收电路将在电阻器R上产生电压降，并且它还将引起过冲电压。RCD电路通过用二极管旁路电阻上的充电电流来克服过冲电压。
图7示出了三种放电阻挡吸收电路。放电防止缓冲电路中的吸收电容器Cs的放电电压是电源电压。在每次关断之前，Cs只将上一次关断电压过冲的能量反馈给电源，降低了吸收电路的功耗。由于IGBT关断时电容电压从电源电压上升，其过电压吸收能力不如RCD型充放电型。
从吸收过电压的能力来说，放电阻断型的吸收效果稍差，但能量损失较小。
缓冲吸收回路的要求是:
1)最小化主电路的布线电感la；
2)吸收电容器应为低电感吸收电容器，其引线应尽可能短，直接连接到IGBT端子；
3)吸收二极管应选用快速开通二极管和快速软恢复二极管，避免反向恢复引起的开通过电压和大振荡过电压。
8结论
本文对IGBT的驱动和保护技术进行了详细的分析，得出了设计中应注意的几点:
-IGBT由于集电极-栅极寄生电容的米勒效应会造成意想不到的电压尖峰损害，所以在设计时门电路的阻抗要足够低，以尽可能消除其负面影响。
-栅极的串联电阻和驱动电路的内阻抗对IGBT的开启过程和驱动脉冲的波形有很大的影响。所以设计要综合考虑。
-应采用慢栅压降技术控制故障电流的下降速率，以抑制器件的dv/dt和uce的峰值，达到短路保护的目的。
——在工作电流较大的情况下，为了降低关断过电压，应尽可能降低主回路的接线电感，吸收电容应为低电感型。
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